超声波电路的原理与设计

 

超声波振荡电路的原理与设计
1.概述
传统的A类、B类、C类放大器是把有源器件(例如晶体管为讨论对象)作为电流源工作。在这些放大器中,晶体管工作在伏安特性曲线的有源区。集电极电流受基极激励信号控制作相应变化,而集电极电压是正弦波或正弦波的一部分。因此集电极在信号一周内同时存在颇大的电流和电压。要消耗相当一部分功率,这就是传统放大器的能量转换效率受限制的主要原因。开关模式放大器在提高放大器效率方面做了质的改革,它把有源器件作为接通/断开的开关运用。晶体管工作在伏安特性曲线的饱和区或截止区。当晶体管被激励而接通时进入饱和区,断开时进入截止区。由于晶体管饱和压降很低,集电极功耗降到最低限度,提高了放大器的能量转换效率。一般在理想的晶体管条件下(饱和压降为零,饱和电阻为零.断开电阻为无穷大,开关时间为零),属于开关模式工作的D类放大器,理论效率为100%,实际效率可达90%以上。而通常的A类放大器效率只有 50%,B类效率为78.5%。从中看出开关模式功率放大器在功率超声的应用中具有相当大的实际意义。
实际使用中大多数的超声波发生器都是b,c类放大器,c类居多,部分特殊用途的设计为b类。

2.D类功率放大器
推挽式D类功率放大器如图1.35所示,输入激励信号使一管导通时另一管截止,导通截止时 间各占交流半周期。这种放大器有两种组态,一种是电压开关放大器图1,35(a);另一种是电流开关放大器(图1.35(b))。在电压开关组态中,晶体管作为电压开关工作,集电极电压为方波,串联调谐电路只让基波电流通过。因此输出电压为集电极电压的基波分量,集电极电流为半个正弦波。在电流开关组态中,晶体管起电流开关作用。扼流圈L、,维持恒定的直流馈电电流,集电极电流为方波,而集电极电压为半个正弦波。
图1.35 D类功率放大器
(a)为电压开关放大器,(b)为电流开关放大器.

这里着重介绍电压开关型放大器。在功率超声中电压型开关放大器用得较多,其原因:
一是从饱和损耗来看.电压开关放大器通常比电流开关放大器小,因为电压开关放大器中晶体管电流仅在180。饱和期间是大的,而在电流开关放大器,整个导通角内保持峰值集电极电流;另外方波电流时的饱和电压往往要大于正弦电流下的饱和电压;

二是电流开关型的效率比电压开关型放大器低。但电流开关放大器取得功率的能力要强些;

三是在电流开关电路中,当负载R突然断开时所出现的瞬态效应,会使开关承受较高的浪涌电压,因此降低了开关元件伏安容量的利用率。同时给设计者带来一定的麻烦。

四是用相同开关元件,电流开关电路比电压开关电路的选用电源电压要低n倍,电源供出的电流大x倍。
五是负载失调时,通过电压开关的电流变小,通过电流开关的电流变大。如果设计要求发生器能在一定的失调范围内工作,则电流开关电路对晶体管伏安容量的利用率又要降低好多。
然而以上两种开关放大器其基本形式的输出特性都是恒压源性质,同时在固定负载下,伏安容量利用率相等。用相同的开关元件可以得到相同的输出功率。
电压型开关放大器还可分成并联型电压开关放大器,如图1-35(a)所示和串联型电压开关放大器,如图1.36所示。
图1.36 串联电压开关放大器

必须注意的是,无论开关如何连接,只要它们“开关出来的”是电压源,即只要它们是用作 电压开关的,那么,它们的负载只能是一个串联谐振电路。这是因为电容在这里不允许作为“开关出来的”方波电压源的负载。否则,由于电容对高次谐波的短路作用.会给开关带来危害。
串联开关电路和并联开关电路的原理是完全一样的。因此设计也是类同的,仅有的区别在于电源电压的选择方面。如果开关元件所能承受的电流和电压是一定的,那么并联接法比串联接法所选 用的电源电压应低一倍,而电源供出的电流应大一倍,举例来说,如果用串联开关选220V电压消耗4A电流,那么改用并联开关时应选110V电压消耗8A电流。

3.串联电压开关型D类功率放大器的分析与设计

我们以串联电压开关型D类功率放大器为例,如图1. 37所示,该图与图1.36实际是等效的,所不同的是图1.36中的负载Rl可看作变压器次级换能器在谐振时的纯阻反映到变压器初级的电阻。BG1与BG2为两个参数基本相同的晶体管,LC串联回路对工作频率fo谐振。

假如激励信号是频率为fo的正弦波,在正半周时,BG1饱和导通,BG2截止;负半周时BG1截止,BG2饱和导通。图1.38为其电压、电流波形。
当BG1饱和导通时,p点电压为电源电压vcc减去BG1的饱和压降vcs。当BG2饱和导通时,p点电压则为BG2的饱和压降vcs,两管参数基本相同,故vcs1=vcs2=vcs且Up为矩形波。
经过LC串联谐振回路选频滤波后.在负载电阻Rl.上就可得到频率为fo的正弦波电压ul,完成其放大功能。
由于两管轮流导通处于开关工作状态,up为矩形波,故称为电压开关型,且输出的最低谐波是三次,所以输出波形较好。
如将图1.38中UP的座标轴上移如图1.39所示。根据周期性对称方波谐波表示式:
方波振幅,ωo是基波角频率,在D类开关电路中
可见,当晶体管的饱和压降vcS愈小,则放大器的效率愈高,若VCS→0则η→100%。以上是在 电感、电容、晶体管都不计损耗的理想情况下得到的结果,实际上是有损耗的。其损耗主要存在着两类,在高频运用时,其晶体管内部损耗更不容忽视的。

(1)闭态饱和损耗 、
由(1.101)式可知.晶体管饱和压降愈大则效率越低。理论和实验可以说明,随着频率的升高和功率加大,饱和压降将迅速增大,为了减小饱和损耗,必须选用fT高的晶体管。一般来说,对小功率管(<10W),f≥0.1fT,对于大功率管(>10W) f ≥0.01fT时才需考虑饱和压降的影响。
因为这时饱和压降随频率急剧增大,在大功率时由于电流的增加饱和压降也大大上升,因此D类放大器的效率在这些频率和电流下将急剧下降。
 (2)开关过程引起的过渡损耗。
过渡损耗是由过渡瞬变过程的时间来确定,它取决于晶体管电流或电压的上升和下降时间及基极和集电极的电荷存储效应。在晶体管电流或电压上升和下降时间内,晶体管处于有源状态,要消耗一定功率。此外接通延迟时间td(由晶体管基极电容和其他电路电容的充电时间决定)和晶体管开关从饱和进入有源状态时,从基区和集电极抽出过量电荷的存储时间ts也要增大过渡损耗。延迟时间td和存储时间ts,不仅延长晶体管的开关过渡过程,而且要产生电流和电压瞬变,会使晶体管由于二次击穿或雪崩效应而损坏。
图1.40是电压开关放大器的波形。如果晶体管存储时间大于接通延迟时间,两个晶体管将同时处于闭态。大的瞬间集电极电流将通过低阻通路从集电极电源到地。不仅要降低放大器的效率,而且要使器件的可靠性降低,因为在高的集一射电压下,过大的集电极电流要使器件由于二次击穿而损坏。这种瞬态的集电极电流尖峰可以用附加基一射间的电容,增大器件接通延迟时间,限止两个晶体管都处于“闭态”的时间间隔来减弱。
ib的负脉冲愈大,持续时间愈长,ts愈长,td主要取决于集电极电荷的存储。随着工作频率的上升,晶体管的电荷存储效应愈显著,严重时可使两管同时导通,出现危险的雪崩,使晶体管损坏。集电极电荷存储时间是随着集电极电流的增加而增大,集电极电流又随基极电流增加而增大,基极电流又随激励信号的加大而增大。因此选择开关特性好,ft高且功率满足要求的晶体管,设计最佳激励,对于提高D类功率放大器的效率是完全必要的。

回路参数对p点电压有相当影响程度,图1.41为激励信号对P点波 形的影响。
在图1.36 中基极加速电容CP对p点波形的影响,CP使p点电压 波形的上升沿更徒,波形有所改善,略有提高。LC串联谐振回路对p点电压波形的影响是表演为电感上,它是放大器重要元件,要求Q值愈高愈好,若LC回路调谐不准时,尤其回路呈感性时,p点也会出现激励过大那样的波形,对影响颇大。

图1-41激励信号对p点电压波形的影响
a信号小,功率小
b信号过大,功率大,效率低
c信号适当,功率大,效率高

4.桥式功率放大器
’ 开关模式功率放大器除了上面讲到的串联,并联式开关放大器外,还有桥式功率放大器,下面我们分析这种电路。

桥式功率放大器可分成半桥功率放大和全桥功率放大两种形式。半桥式的原理图如图1.42所示
由图可知,R1,R2为桥平衡电阻;C1、C2为桥臂电容,R3,R4,C3、C4为桥开关管吸收电路元件,其值可通过实验调整。桥与负载两者,通过变压器B连接。
工作原理如下;当t1时刻,U1电平触发BG1导通,i1通过BG1至变压器初级1、2向电容C2充电,同时C1上的电荷向BG1和变压器B1初级放电。从而在输出变压器B1次级感应一个正半周脉冲电压;当在t2时刻.BG2,被触发导通,i2通过电容c1,变压器初级2,1向BG2充电,而C2的电荷也经由变压器初级2,1向BG2放电。在变压器次级感应一个负半周脉冲电压,从而完成一个工作频率的周期波形。
全桥功率放大器原理如图1.43所示,如果将图1.43与图1.42相比,图1.43中BG3,BG4,两只功放管代替了图1.42中的C1、C2。由BG1,、BG2\BG3、BG4四只功率放大管组成了一个电桥,当BG1, BG4,同时被触发导通时,电流i1经BG1,→变压器的初级→BG4到地。这时在输出变压器次级感应出 一个正半周波形电压。当BG3,BG2同时被触发导通时,电流i2经由BG3→变压器初级→BG2到地, 这时在变压器次级感应出一个负半周波形电压.从而完成了一个周期波形的电压。
桥式开关功率放大器其设计原理同串联电压开关放大器,它主要适合在大功率的超声源中。

输出功率的调整
一般采用以下两种方法
1 改变激励信号导通角
一个电路应用的实例如图所示

2 改变电源电压
可以采用可控硅调整直流电源电压或者采用开关控制切换电源变压器绕组方式。

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2006-8-8

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